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    對比兩種常見無線電架構,孰優孰劣?

    發布時間:2022-05-07 來源:ADI 責任編輯:wenwei

    【導讀】無線服務不斷增長的需求不僅對我們有限的頻譜資源構成挑戰,還讓無線電設計人員難以選擇正確的無線電架構。合適的無線電架構不僅能提供可靠的性能,而且能簡化無線電周圍的電路,從而較大幅度地縮減成本、功耗和尺寸。在無線電部署不斷增加的時代,滿足需求的無線電應能容忍當前和未來的無線共存,否則這些無線共存可能會造成一連串干擾。本文將研究兩種常見無線電架構,并且比較每種架構在解決日益增多的無線電站點共存問題這一獨特挑戰方面的優劣。


    日益增長的挑戰——新的無線鄰居


    無線革命開始于大約30年前,當時只有少數幾個頻段,并且大部分限制在900 MHz以下,通常每個國家和地區有一個頻段。隨著無線服務需求的增長,新頻段不斷增加,現在全球單獨為5G NR就分配了49個頻段,這還不包括毫米波分配。大多數較新的頻譜都在2.1 GHz以上,頻段覆蓋500 MHz (n78)、775 MHz (n46)、900 MHz (n77)和多達1200 MHz (n96)。


    隨著這些新頻段上線,一大挑戰是如何在傳統頻段中有阻塞的情況下確保接收機具有足夠的性能。這主要來自部署位置的共站要求,在美國使用頻段2、4和7,在其他地區使用頻段1和3。這對于服務于n48 (CBRS)以及n77或n78的任何部分中的應用的寬帶無線電尤其關鍵。


    未來無線需求將繼續增長,共存和干擾的挑戰始終存在。


    無線電設計與射頻保護和選擇性


    接收機設計的主要挑戰之一是保護其不受干擾信號影響。從一開始,無線電工程師就尋求不同的方法來實現這一點,最初是使用簡單粗暴的濾波,后來使用各種帶分布式濾波的外差技術。經過多年發展,業界開發出三種主要架構來應對這些挑戰:直接變頻(零中頻)、超外差(IF)和直接射頻采樣。雖然中頻采樣很流行,但它不是本文的重點。本文將著重比較射頻采樣和零中頻,因為它們是目前無線領域中非常先進的實現方式。每種技術都會引入不同的工程權衡,對周圍電路及其要求的影響也不同,這包括頻率轉換的方法、射頻和基帶增益的數量、射頻鏡像的處理方式以及濾波的實現方式和位置。這些權衡的詳細信息如表2所示。


    增益分布和功耗


    射頻采樣和零中頻在增益分配上有關鍵區別。如圖2所示,射頻采樣將所有增益都放在射頻域中,因為在處理信號時,無線電中的所有頻率都保持不變。為了進行比較,圖1顯示了一個零中頻架構。對于此架構,部分增益位于射頻頻率,但平衡是在頻率轉換后的基帶。


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    圖1. 典型零中頻信號鏈


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    圖2. 典型射頻采樣信號鏈


    兩種架構都需要權衡取舍。從增益角度看,由于需要更高的壓擺率,較高頻率下的增益比較低頻率下需要更多DC,尤其是當信號鏈中的信號逐漸變大時。這意味著與零中頻相比,射頻采樣架構在線性射頻部分(很大一部分增益位于DC)會消耗更多的功率。在較低頻率下,壓擺率較低,因此待機電流可以相應地減少。


    射頻采樣面臨的挑戰是需要在高頻和相對較高電壓(~1 V)下驅動大部分是容性的輸入(采樣電容)。相比之下,零中頻輸入是表現良好的50 Ω(或100 Ω)電阻,其進入基帶放大器的求和節點;放大器提供增益,消除采樣節點并將其與射頻信號隔離,減少所提供增益要求的射頻驅動。這對線性射頻部分的功耗具有深遠的影響,因為它通過消除第三射頻增益級而將總射頻功耗降低25%到50%,有利于零中頻架構,而且基帶所需的待機電流低于射頻放大。


    除了線性功耗之外,還有與數字化相關的功耗。使用零中頻轉換器時,只需對所需帶寬進行數字化。使用射頻采樣時,不僅寬射頻帶寬需要數字化,而且采樣速率遠遠超過奈奎斯特要求。與帶寬和采樣速率相關的功耗都很高。確切的功耗取決于工藝,但采用相同的工藝實現時,對于典型的單頻段應用,射頻轉換器的功耗比基帶轉換器高出大約125%。即使射頻轉換器可以對兩個頻段進行數字化,功耗仍然要高出40%。


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    表1. 不同架構中的增益分布


    鏡像和雜散信號


    這些方案還有次要權衡因素。例如,零中頻會引入LO泄漏和I/Q不匹配鏡像項,而射頻采樣會因為轉換器架構內的不匹配而引入交織雜散,以及轉換器中的射頻諧波和采樣相關的抖動項。好消息是,無論架構如何,大多數鏡像和雜散信號都可以通過各種背景算法得到解決。


    這兩種架構具有截然不同的頻率規劃,這會影響處理混疊的方式以及必須應用多少射頻(外部)濾波。除了架構雜散信號之外,所有無線電都會產生射頻諧波并受到混疊影響。如果所需信號自然地位于第一奈奎斯特區之外,則射頻采樣無線電可利用混疊對所需信號進行下變頻。然而,問題一般出在干擾信號的響應上,因為混疊之后,它可能會意外落在所需信號之上。這些信號必須通過細致的頻率規劃、高抑制度的射頻濾波或足夠高的采樣速率(此時無混疊)來消除。每種措施都有利弊,需要慎重權衡。


    零中頻架構將信號轉換為基帶(接近DC)。雖然肯定會產生射頻諧波,但其在所有情況下都遠離基帶,并被典型零中頻輸入結構(下文會提到)的低通響應充分濾波。類似地,所使用基帶采樣器的相對較高采樣速率和同樣的輸入結構也會環境混疊。


    零中頻濾波器要求


    零中頻架構的一個很容易被忽視的特性是,基帶輸入放大器通常構造為一個有源低通濾波器,其作為集成模擬濾波器運行,這大大減輕了模擬濾波器的負擔。結合片內抽取濾波,它還能用作可編程通道濾波器,消除比奈奎斯特相關信號更近的信號。此外,零中頻接收機內的采樣器件通常包括反饋,可提供額外的帶外抑制。實際上,這意味著無線電的帶外區域比帶內區域具有更大的滿量程范圍。正如AN-1354文章中所述以及圖3中的簡化圖所示,零中頻無線電本質上對帶外信號具有良好的容忍度。圖3中的縱軸表示相對于帶內的會導致靈敏度下降3 dB的輸入功率水平,它表明帶內信號本身對帶外信號具有容忍度,這是其他架構所沒有的。


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    圖3. 片內零中頻濾波影響的示例


    由于這種內置濾波,主要問題變成對射頻前端(即LNA)的保護。對于FDD和某些TDD,典型配置是在第一級和第二級LNA之間使用一個SAW濾波器。有些TDD應用將SAW濾波器放在第二級之后,但第二級在大輸入條件下是可旁路的,如圖1所示。通常,SAW濾波器會提供大約25 dB的帶外抑制,這里假設如此。除了SAW濾波器外,LNA的天線側還需要一個與發射機共用的腔體濾波器。


    典型的LNA可能具有–12 dBm的輸入1 dB壓縮點。如果帶外或共存要求為16 dBm,則必須將這些干擾信號濾波到比LNA的輸入1 dB壓縮點低約10 dB(或更多)的程度。抑制最低值為38 dB (+16 – –12 + 10)。加上SAW濾波器,零中頻的輸入端呈現的總帶外抑制為63 dB。假設射頻增益不滾降,并且算上到內核無線電輸入的總濾波抑制,最大帶外信號水平將為–20 dBm。這遠低于典型的滿量程,而且還會被前面說明過的片內濾波進一步衰減。與圖3相比,該輸入電平不會導致雜散信號或靈敏度下降。


    射頻采樣濾波器要求


    使用需要直接關注濾波的射頻轉換器架構時,有兩個問題需要注意。首先,無論輸入電平如何,任何信號都可能產生不需要的雜散信號,雜散信號可能占用與目標信號相同的頻率。與交織相關的雜散通過算法處理,但架構雜散是另一個問題,因為這種雜散可能無法預測。對于許多較舊的射頻轉換器,這是對無線電性能的持續挑戰。幸運的是,許多新型轉換器包含某種形式的背景擾動,可以緩解這些問題并呈現相對干凈的SFDR掃描,如圖4所示。


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    圖4. 帶擾動的轉換器示例


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    表2. 架構之間的工程權衡


    在該SFDR與輸入電平的關系曲線中,值得注意的是,由于轉換器中的壓擺率限制,前15 dB顯示出惡化,這通常會產生很強的第二和第三諧波,必須予以消減。一旦射頻輸入低于此電平,諧波和架構雜散通常就不再是問題(請檢查轉換器性能以驗證)。對于1 dBm的滿量程,可以預期,當進入轉換器的帶外信號被抑制到-14 dBm以下時,雜散信號將顯著減少。對于50 dB的轉換增益,如表2所示,這相當于天線的-64 dBm。如果輸入可能為16 dBm,則對于無混疊情況,射頻濾波需要為80 dB或更多。假設SAW濾波器提供25 dB,那么腔體濾波器需要提供55 dB才能充分保護射頻ADC,避免因帶外信號而產生非線性,并且保護第一級LNA的輸入,防止其被帶外信號驅動成非線性狀態。此例代表一個表現良好的轉換器,但應仔細檢查所選擇的轉換器的SFDR與輸入電平的關系,以確定是否需要更多濾波。


    基于當前商用芯片的射頻轉換器架構還有一個值得擔憂的問題,那就是混疊保護。當前射頻轉換器基于工作速率在3 GSP到6 GSP之間的內核。在這些較低速率下,若不使用高抑制度的濾波來減輕混疊的影響,就不可能避免混疊項。只有采樣速率達到兩位數的GHz,此問題才會減輕。


    為了考慮混疊對濾波器要求的影響,一種簡化辦法是考慮對單個源元件的保護,避免混疊16 dBm的共站要求。目標是將干擾信號抑制到一定程度,使其混疊到所需的RB也不會影響性能;應對其充分濾波,防止發生任何負面影響。在大約0 dB SNR時,基于G-FR1-A1-4信號的廣域參考通道的信號電平將為每RB -118.6dBm。因此,必須通過濾波將滋擾信號降低10 dB至15 dB,或約-130 dBm,以防止影響性能。這樣,總抑制需求約為150 dB,其中腔體濾波器需要提供大約125 dB,SAW濾波器提供其余的濾波。


    濾波器總結


    圖5顯示了射頻采樣和零中頻的腔體濾波器要求。由于射頻采樣架構具有兩個獨立的要求,因此限制最嚴的要求占據主導地位,可實現的濾波器只需滿足最嚴格或125 dB的抑制以覆蓋整個頻段。雖然這種濾波很容易獲得,但不利的一面是濾波器尺寸很大。相比之下,零中頻架構僅需要40 dB的抑制,使用一個4腔體濾波器就能實現這種性能,因此重量和尺寸顯著減小。


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    圖5. 腔體濾波器要求


    結論


    總之,零中頻和射頻采樣架構都能提供出色的能力。然而,如果目標是優化成本、重量和尺寸,那么零中頻架構在多個方面勝出。從功耗角度看,集成了大部分模擬增益的零中頻架構具有令人信服的節電效果。同樣,當考慮濾波的影響時,零中頻也有顯著降低濾波要求的潛力。雖然濾波器的成本差異可能很小,但根據所需腔體的數量,這些濾波器的尺寸和重量減少應會超過50%。



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